1 引言
在 UPS 逆变电源中使用工频变压器的目的归纳起来有以下几个:(1)升压。当逆变电源直流侧的电压较低而需要的交流电压较高时,需要用升压变压器进行升压。(2)降低逆变桥开关管的电流定额。(3)电气隔离和滤波。
逆变电源变压器与普通电源变压器的工作状况是不一样的,逆变电源变压器存在一些特殊问题。由于逆变电源变压器传递的是 SPWM 波，逆变电源变压器容易出现偏磁饱和问题。在空载、短路、负载变化等动态过程中，如果不采用有效措施提高其抗直流偏磁的能力，则会造成逆变器中变压器偏磁积累，磁心严重饱和，导致电流迅速上升，逆变失败而烧毁元件。因此，抗直流偏磁是 UPS 逆变电源的关键问题之一。
2 直流偏磁的饱和现象和原因
2.1 磁心饱和分析
冲宽度大于反向脉冲宽度，如图 1（b）所示，此时正向最大工作磁感应强度大于反向最大工作磁感应强度，整个脉冲周期的工作磁滞回线中心向第一象限偏移，产生了偏磁，在下个周期内，如果正反向脉冲的时间差不再增长，偏磁不会增加， 但也不会自动消除。如果偏磁继续增加，磁心进入深度饱和，如图 2 所示，磁心的磁化曲线非线性度变大，变化斜率增大，磁化电流迅速增长， 变压器饱和，流过变压器的电流急剧上升。
2.2 直流偏磁的原因
如图 3 所示，变压器铁心中的磁场强度Ｈ与初级电流的关系可由安培环路定律得到：
Hl = i1 N1 + i2 N 2 （2）
式中 l——变压器铁心的平均磁路长度。
从式（2）可知，i1 中的直流分量或 i2 中的直流分量使磁场强度Ｈ含有直流分量时，磁感应强度Ｂ必然也含有直流分量，所以变压器初级电流变压器工作时，其工作磁感应强度 B( t ) 可表 U1 U1
示为：
B( t ) =
U1
N1 S
´108 dt
（1）
式中，U1 代表变压器原边电压（V）；
N1 代表变压器原边绕组的匝数；
S 代表变压器铁心有效截面积（cm2）。
由式（1）可知，当正反向脉冲等效宽度相等时，其正反向最大工作磁感应强度 Bp 和 Bn 也相
图 1 变压器磁化曲线
等，其磁心工作点沿着磁滞回线对称地往复移动， 此时没有偏磁存在。如果在某些情况下，正向脉
（a） 无直流偏磁时 （b）有正直流偏磁时 图中 U1—变压器原边电压 Bm—变压器磁感应强度
收稿日期：2003-02-10
即使控制电路产生的脉宽调制波完全对称， 由于逆变桥采用的功率开关管的特性不可能完全一致，再加上开关死区的影响，同样会造成输出SPWM 波正负不对称，从而导致输出电压中含有直流分量。
（3）检测元件的零点漂移
UPS 逆变器采用瞬时值反馈控制，不可避免要采用各种检测元件，最常用的是电压霍尔和电流霍尔。这些霍尔元件一般都存在零点漂移，即输出电压 uo 经过电压霍尔检测后得到反馈电压
图 2 变压器直流偏磁饱和示意图
uf，关系如下：
u f = k × uo + U zs
（4）
其中，k 表示反馈系数，Uzs 表示霍尔元件的零点漂移，它基本上保持为常量。通过控制电路的自动调节，保持反馈电压 uf 与给定电压 uref 相等，
即有 u f
= uref
（5）
综合式（4）和式（5），可得
图 3 变压器基本图形
及次级电流中的直流分量都会导致变压器偏磁。
u = 1 u
o k
ref
- 1 U
k zs
（6）
根据变压器初级的电势平衡方程可得： 可见，由于检测元件的零点漂移，使得输出电压
i1Z
= uiz
R
（3）
中含有直流分量- U zs
k
。虽然零点漂移量 Uzs 非1
式中 i1Z、uiz 分别表示 i1、ui 中的直流分量。
可见，变压器初级电流中的直流分量由初级电压中的直流分量及初级绕组的电阻决定。因此， 当变压器初级电压中存在直流分量时，变压器的稳态初级电流中才会出现直流分量。
因此，UPS 逆变器输出工频隔离变压器之所以会偏磁饱和，最根本的原因是逆变桥输出高频SPWM 波中含有一定的直流分量。逆变桥输出脉宽调制波中含有直流分量的原因，可以归结为以下几点：
（1） 给定正弦信号波中含有直流分量
这种情况多发生在模拟控制 UPS 逆变器中。此时，给定正弦波信号是由模拟器件产生的，因为所用元器件的特性差异，使给定正弦波信号本身就含有很小的直流分量。采用闭环波形反馈控制，输出电压波形和给定波形基本一致，从而导致输出交流电压中也含有一定程度的直流分量。
（2） 开关管驱动信号死区影响或开关管特性不一致
常小，但由于反馈系数 k 一般来说也很小，因此该直流分量不可忽视，是造成输出工频隔离变压器偏磁饱和的主要因素之一。
（4）A/D 转换器的零点漂移
在全数字控制 UPS 逆变器中，霍尔元件检测到的输出电压还要经过 A/D 转换器把模拟量转化为数字量，经过处理器按一定的控制规律进行运算，得到需要的占空比大小。同霍尔元件一样， A/D 转换器也存在零点漂移，同样会造成输出交流电压中的直流分量。由于检测元件和 A/D 转换器串联在反馈通道中，可将两者的零点漂移统一归结为反馈通道的零点漂移，它是造成输出工频隔离变压器偏磁饱和的主要因素。
3 防止直流偏磁的措施
为了防止输出隔离变压器偏磁饱和现象的发生，人们在应用全桥电路时采取了如下措施：
（1） 降低隔离变压器的工作点
普通变压器在制作时，为了充分利用铁心， 往往选择正常工作磁感应强度△B1m 接近变压器铁心的饱和磁感应强度 Bs。因此，即使只有很小的直流磁感应强度 Bd 存在，也容易引起变压器偏磁饱和。为了提高变压器的抗偏磁能力，可以在设计变压器时人为选择工作磁感应强度远小于变压器铁心的饱和磁感应强度，从而有效地防止变压器偏磁饱和，提高整个系统的可靠性，但它大大消弱了工频隔离变压器铁心的利用率。制作相同容量的变压器，体积加大，重量增加。
（2） 变压器原边串联隔直电容器
既然引起变压器偏磁的根本原因是变压器原
等等因素引起直流不平衡时，可以通过适时检测变压器的原方电流，抽取它的直流分量，通过一系列的数字算法，补偿到逆变桥的输出脉宽上， 抵消变压器的直流分量，我们称之为抗硬件偏磁。
a. 抗软件偏磁
全桥逆变器如图 4 所示，假设采用单极性电压开关调制方式，则全桥逆变器的 A 臂与 B
边激磁电压中含有直流分量，那么在变压器原边串联一个电容，使直流分量完全降落在电容上， 就可以从根本上消除变压器的偏磁饱和现象。但是，为了减小基波电压在隔直电容器上的损失， 电容必须选的非常大，使其基波交流阻抗非常小， 不至于影响系统的交流输出，这在工频正弦波逆变器中是很难做到的。这种方法仅适用于高频逆变器，在某些中频电源系统中也有采用。
（3） 变压器原边串联电阻法
如果在变压器原边串联一小电阻 R，可得：
Vd
图 4 全桥逆变器示意图
LOAD
I d = U + R
（7）
vAN
可见，如果取 R>>r，则变压器原边直偏电流就会变的相当小，从而大大减小变压器铁心磁感应强度的工作点偏移，一定程度上可解决工频变压器的直流偏磁饱和问题。但是，正常工作情况下， 将有很大的变压器原边电流 ip 流过串联电阻 R， 从而产生相当大的功耗，必须选用很大的功率电阻。此方法仅适用于变压器原边正常工作电流不是很大的场合。
（4） 数字化控制变压器原边电压与电流
在数字化控制 PWM 逆变器中，可以借鉴模拟控制 PWM 逆变器抗直流偏磁的思想。由于数字电路的输出脉宽也是通过调制波与三角波进行
图 5 单极性开关调制示意图
臂分别由 vc，-vc 与 vΔ的比较来进行控制，如图5 所示。vc 与三角波比较的结果形成控制 A 臂开关的逻辑信号：
比较得到的，只不过调制波与三角波都是用数字表达的，因此，我们可以算出一个工频周期内控制系统因进行波形控制发出的脉宽总量（包括正
vc > vO ， TA+ 开通， vAN
vc < vO ， TA- 开通， v AN
= Vd
= 0
负脉宽），当它的总和为零时，我们就认为调制波
脉宽是对称的，如果假设驱动电路、IGBT 逆变
为了控制 B 臂开关，用-vc 与三角波进行比
桥等都不会引起直流不平衡的话，那么，变压器就没有直流偏磁，如果总和不为零，就用反馈调节的办法使得它平衡，我们称之为抗软件偏磁。另外，当驱动电路不对称、IGBT 饱和压降不相
较： - vc > vO ， TB+ 开通， vBN
- vc < vO ， TB- 开通， vBN
= Vd
= 0
C1
变压器
原方电流 R1 R3
A
R2
R4 去A/D采样C2
过设定 R3/R1，可让直流成分有一定的放大，如果把滤波时间常数τ1=R3*R1 和τ2=R4*R2 都选得为 0.2s 以上，那么，对于 50Hz 的交流分量， 经过图 6 所示的滤波电路后，基本上可以忽略不计，因此，送到 A/D 采样的电压成分可认为是变压器偏磁量的检测值。由于变压器可能为正偏磁， 也可能为负偏磁，因此该检测值可正可负，用一双极性 A/D 对它进行采样，该采样值就是变压器
图 6 变压器直流偏磁检测示意图
抗软件偏磁的最终目的是：调制波与三角波比较后输出的脉宽量在一个工频周期总和为零。可用下式表示（不考虑硬件偏磁）：
直流偏磁量的数字表示形式。
检测到直流分量后，需要对它进行调节，达到无偏磁。由于 PWM 逆变器采用全数字化控制， 因此采用数字 PI 调节最简单、适用，如图 7 所示， 图中 Ie(k)为变压器直流偏磁数字检测量，e 是 Ie(k)
ò vAB dt = 0
ò( vAN - vBN )dt = 0
（ 8 ）
（9）
和 0 比较后得出的误差量，uk 是调制波和三角波比较输出的脉宽量，ur 是通过数字 PI 调节后脉宽的修正量，则：
假设 SPWM 为理想调制方式，则：
e( K ) = 0 - I e( K )
（12）
ò K( vc - ( -vc ))dt = 2K ò vc dt =0
（10）
ur( K )
= ( K p
+ KI
ZT
Z - 1
) × e( K )
（13）
式中，K 为理想调制的增益，等于直流母线电压。
由式（10）可看出，要保证软件偏磁为零， 实际上只要保证在一个工频周期内 vc 对时间的积分等于零就行了。由于数字控制器是每隔一定的时间采样一次，因此，只要把一个工频周期的调制波 vc 在每个工频周期累加，并保证它等于零，就保证了控制系统中无软件偏磁。如果累加之和不为零，就把该累加值作为下一个工频周期调制量 vc 的修正值，保证软件偏磁为零。
b. 抗硬件偏磁
保证了软件偏磁为零后，死区电路、驱动电路不对称、开关管饱和压降不等等由元件参数分
ur(k)就是克服变压器直流不平衡所需要的修正脉宽量，它与 uk(k)之和去驱动逆变桥的功率开关管， 抵消直流不平衡，它能有效地解决一般全桥逆变器中死区、电路参数不对称以及波形校正等引起的脉冲宽度不对称，从而彻底解决变压器直流偏磁问题。
4 实验结果
根据研究，在 5kVA UPS 上进行了一系列对比实验，实验参数为：
uk散性引起的直流偏磁则通过抗硬件偏磁电路来抵 0
消。当变压器产生直流偏磁后，体现在变压器上，
是原边的励磁电流具有一直流分量。
变压器原方电流除有直流分量外，还含有50Hz 的交流分量，用一电流传感器检测变压器的原方电流，通过如图 6 所示的差分电路可抽出变
压器的直流分量。图 6 的传递函数为：
+
图 7 抗硬件偏磁框图 G( S )
= R3 / R1
1 + S × R3 × C1
× 1
1 + S × R4 × C2
（11）
直流输入电压： 110V
交流输出电压： 110V
从上式可看出，图 6 实际上是两个低通滤波器的串联，对于直流成分，可全部让它过去。通
交流输出频率： 50Hz
负载电阻： 10W
隔离变压器变比： 1:2
实验结果如图 8 所示，本实验结果的记录采用了 TEK 公司的 TDS3014 数字存储示波器。图
（a） 无抗偏磁带载输出电压和原边电流
（b） 有抗偏磁带载输出电压和原边电流
(横轴: 10ms/div 纵轴: 100V/div 50A/div)
图 8 UPS 逆变器抗偏磁控制对比实验结果
8（a）（b）分别示出了不带任何抗偏磁措施以及带有提出的数字化抗偏磁控制策略两种不同情况下带载输出电压波形和变压器原边电流波形。通过对比可以看出，在没有任何抗偏磁措施的情况
下，隔离变压器出现了偏磁，原边电流畸变出现一个偏磁电流尖峰。由于变压器原边电流畸变， 导致输出电压波形在偏磁点处也产生了一定程度的畸变，如图（a）所示。采用抗偏磁措施后，变压器原边电流以及输出电压保持为很好的正弦波，偏磁现象得到了很好的抑制，如图（b）所示。5 结论
本文详细分析了 UPS 逆变器偏磁饱和的机理，在此基础上进行了实验，实验结果证明了本文提出的 PI 控制的抗偏磁方法可以很好地解决UPS 逆变器输出隔离变压器偏磁饱和的问题，改善了系统的波形控制精度，提高了系统的可靠性， 对于 UPS 逆变器系统的设计和制造具有重要的理论意义和实际价值。
